一 : L3G4200D中文数据手册

L3G4200D

MEMS运动传感器：

三轴数字输出陀螺仪

特点

■三种可选全尺度

(±250/500/2000 dps)

■I2C / SPI数字输出接口■16比特率值的数据输出■两个数字输出线（中断和

LGA-16 (4x4x1 mm)

dataready）

■集成低和高通滤波器的用户

可选带宽

■Embedded自检

■宽电源电压，2.4 V到3.6 V■低压兼容IOs, 1.8 V■嵌入省电和睡眠模式■高冲击生存能力■扩展的工作温度范围

说明

该L3G4200D是一种低功耗三轴陀螺仪提供三个不同的用户

可选(±250/±500/±2000 dps).充分秤它包括一个传感元件和一个IC接口能够提供角速度的检测

外部世界，通过一个数字接口(I2C / SPI）.

传感元件是采用

专门微细加工工艺，而IC接口技术实现了用CMOS允许设计一个专门的电路，是修整，以更好地匹配传感元件特点.

该L3G4200D可在一个塑料栅格阵列(LGA) 包装并提供了极好温度稳定性和高分解超过一工作温度范围扩大到(-40 °C+85 °C).

(-40 °C到+85 °C)

■ECOPACK?RoHS和“绿色”标准

（见第6)

应用

■游戏和虚拟现实的输入设备■运动控制与MMI（人机

接口）

■GPS导航系统■机械及机器人

表1.设备摘要

订货代码L3G4200DL3G4200DTR

温度范围(°C)

-40到+ 85

包装LGA-16 (4x4x1)

包装托盘编带和卷轴

二月2010　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 1/24

２０１２．０５　ｂｙ　ＬｏａＤｉｎｇ

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L3G4200D框图和引脚说明

1框图和引脚说明

图1.

框图

+?

x,y,z

X+Y+Z+

MU

Z-Y-X-X

CHARGEAMP

MIXER

LOW-PASSFILTER

ADC

DIGITAL

FILTERING

I2CSPI

CS

SCL/SPC

SDA/SDO/SDISDO

DRIVING MASS

Feedback loop

REFERENCE

TRIMMINGCIRCUITS

CLOCK

&

PHASE GENERATOR

CONTROL LOGIC&

INTERRUPT GEN.

INTDRDY

AM06080v1

该结构的振动是由一个驱动器电路中的反馈loop.The传感信号进行滤波和数字信号在输出端出现.

1.1管脚描述

图2.

引脚连接

+?

Z

PLLFILTGND

13

RESVdd

16

1

1

X

+?

YRESRESRES

12

Vdd_IOSCL/SPCSDA/SDI/SDO

底查看

9

8

5

4

+?

（顶视图）方向作者：

检测出来角速率

X

RESSDO/SA0

诠释DRDYCSRES．

AM06081v1

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框图和引脚说明L3G4200D

表2.

Pin#

1

2管脚描述名称Vdd_IOSCL

SPC

SDA

3SDI

SDO

4SDO

SA0

CS

DRDY

诠释

保留

保留

保留

保留

保留

GND

PLLFILT

保留

Vdd电源的I / O pinsI2C串行时钟(SCL)SPI串口时钟(SPC)I2C串行数据(SDA)SPI串行数据输入(SDI)3-wire串行接口数据输出(SDO)SPI串行数据输出(SDO)2IC设备的地址不显着位(SA0)功能5678910111213141516SPI启用I2C / SPI模式选择(1: I数据就绪可编程中断连接到GND连接到GND连接到GND连接到GND连接到GND0 V供应锁相环环路滤波器（见连接到Vdd电源Figure_3)2C模式; 0: SPI启用）

图3.L3G4200D外部低通滤波器值(a)

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L3G4200D框图和引脚说明

表3.

组件过滤值典型值

C1

R2

C210 nF10 k?470 pF

a.针14 PLLFILT最高电压等级等于Vdd.

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L3G4200D机械和电气规范

2.2

表5.

符号VddVdd_IOIddIddSLIddPdn顶部

电气特性

@ Vdd =3.0 V, T=25 °C除非另有说明，电气特性

参数

电源电压

I / O电源电压pins电源电流在睡眠电源电流模式(4)在电源电流掉电模式工作温度范围

(3)

(1)

测试条件最小.2.41.71

Typ.(2)3.0

最大.3.6Vdd+0.1

单位VVmAmAμA

6.11.55

-40

+85

可选的数字接口

°C

1.该产品是在工厂校准3.0V.2.典型的规格没有保证.

3.有可能消除无阻塞通信总线Vdd维持Vdd_IO，在此条件下读数

链断电.4.休眠模式允许相比减少断电时间要长.

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机械和电气规范L3G4200D

2.3

2.3.1

通讯接口特性

SPI -串行外设接口

除为Vdd和高级将领的工作条件.

表6.

符号

SPI 从属时间值

价值(1)

参数

最小.

tc(SPC)fc(SPC)tsu(CS)th(CS)tsu(SI)th(SI)tv（苏）th（苏）tdis（苏）

SPI时钟周期SPI时钟频率CS建立时间CS保持时间SDI输入建立时间SDI输入保持时间SDO有效的输出时间SDO输出保持时间SDO输出禁止时间

6

50

58515

50

ns

100

10最大.

nsMHz单位

1.值是为保证在10 MHz SPI时钟都4和3线频率，表征结果的基础上，而不是

在生产中测试.

图4.SPI 从属时序图

(2)

2.测量点在0.2·Vdd_IO和0.8·Vdd_IO,用于输入和输出端口

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L3G4200D机械和电气规范

2.3.2

I2C -间IC控制接口

除为Vdd和高级将领的工作条件.

表7.

符号f(SCL)tw(SCLL)tw(SCLH)tsu(SDA)th(SDA)tr(SDA)tr(SCL)tf(SDA)tf(SCL)

th（沙田）tsu(SR)tsu（SP法）

I2C 从属时间值

参数

2

IC标准模式

(1)

2

IC快速模式

(1)

单位

最大400

千赫

最小

SCL时钟频率SCL时钟低电平时间SCL时钟高电平时间SDA建立时间SDA数据保持时间SDA和SCL上升时间SDA和SCL下降时间起始条件保持时间重复起始条件建立时间

停止条件建立时间总线停止之间的空闲时间和启动条件

2

最大100

最小01.3

04.74.02500

μs

0.6100

3.451000300

44.744.7

20 + 0.1Cb (2)20 + 0.1Cb

0.60.6

μs

0.61.3

(2)

ns

0.9300

ns

300

μs

tw（SP法：SR）

1.数据是根据标准I

C协议的要求，而不是在生产中测试.

2. Cb =总电容一个总线线，pF.

图5.

I2C 从属时序图

(3)

重复开始

开始

tsu(SR)

SDA

tw(SP:SR)

开始

tf(SDA)tr(SDA)

tsu(SDA)th(SDA)

tsu(SP)

STOP

SCL

th(ST)tw(SCLL)tw(SCLH)tr(SCL)tf(SCL)

3测量点在0.2·Vdd_IO和0.8·Vdd_IO,两个端口

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绝对最大额定值L3G4200D3绝对最大额定值

以上为“绝对最大额定值”，就可能造成永久性伤害

该设备.这是一个额定值只和功能的设备的操作下，这些压力条件不暗示.暴露于最高额定值长时间条件可能

影响器件的可靠性.

表8.

符号

Vdd

TSTG

Sg

ESD电源电压存储温度范围为加速g 0.1 ms静电放电保护绝对最大额定值额定值最大值-0.3到4.8-40到+12510,0002 (HBM)单位V°CgkV

这是一个敏感的设备机械冲击，处理不当会造成永久性损坏的部分

这是一个ESD敏感器件，处理不当会造成永久性损坏部分

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L3G4200D绝对最大额定值

3.1

3.1.1术语灵敏度

角速率陀螺仪的 装置，产生正向数字输出

逆时针旋转轴周围认为明智的.灵敏度介绍

gain of the sensor and can be determined by applying a defined angular velocity to it. This值的变化非常小的温度和时间.

3.1.2零利率水平

零利率水平描述了实际输出信号，如果没有角速度存在.零

MEMS传感器精确率水平，在一定程度上，压力传感器和结果

因此，零利率水平虽略有变动，在印刷电路上安装的传感器

板或后暴露在广泛的机械应力.此值的变化非常多一点

温度和时间.

3.1.3自检

自我测试允许测试传感器的机械和电气部分，使地震

质量为感动的静电测试力的手段.当ST是激活IC,

一个驱动力施加到传感器，模拟一个明确的科氏力.在这种情况下

传感器的输出将呈现一个输出变化.

3.2焊接信息

该LGA 包装与ECOPACK兼容

它适合焊接耐热根据JEDEC J-STD-020.

给“品1指标”在焊接无关.

土地格局和焊接建议可在 www.61k.com .　　　　　　　　?, RoHS与“绿色”标准.

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数字主要块L3G4200D4

4.1数字主要块框图

图6.框图

00

01

LPF2

ADCLPF1 HPF1

HPen

10

11

01

001011 DataRegI2CSPI Interrupt????generator

SCR REG

CONF REG

INT

AM06083V1

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L3G4200D数字接口5数字接口

里面的L3G4200D嵌入式可访问的寄存器同时通过I2C和

SPI串行接口.后者可能是SW配置为在3-wire或4-wire要么

接口模式.

串行接口被映射到相同的pins.要选择/利用I２C接口，CS

必须连接线连接到(i.e高Vdd_IO).

表9.

引脚名称

CSSPI启用

I2C / SPI模式选择(1: Ｉ2C模式; 0: SPI启用）

I2C串行时钟(SCL)

SPI串口时钟(SPC)

I2C串行数据(SDA)

SDA/SDI/SDOSPI串行数据输入(SDI)

3-wire串行数据接口输出(SDO)

SDOSPI串行数据输出(SDO)

I2C设备的地址不显着位串行接口引脚说明管脚描述SCL/SPC

5.1I2C串行接口

该L3G4200D I2C是总线 从属.该I２C是受雇于到寄存器写入数据的内容也可以读回.

有关I2C术语表中给出.

表10.

长期

发射机

接收

主

从属该装置将数据发送到总线该装置接收来自总线数据该装置启动转移，产生时钟信号和终止转让由主机寻址的器件I2C术语说明

没有与相关的两个信号I２C 总线：串行时钟线和串行(SCL)

数据(SDA).后者线是双向线发送和接收数据使用

/从接口.无论是线必须连接到Vdd_IO通过外部上拉

电阻.当总线是免费的线条都很高.

该I２C接口符合快速模式(400千赫）Ｉ２Ｃ标准，以及与

正常模式.

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L3G4200D数字接口

表13.

主从属

转让时的主人，记录 从属多个字节

意法半导体高级助理+ W

SAK

亚

SAK

数据

SAK

数据

SAK

警司

表14.

主从属

转让时法师是接收（阅读）由从属一个字节的数据

意法半导体高级助理+ W

SAK

亚

SAK

SR

高级助理+ R

SAK

数据

NMAK

警司

表15.

主圣SAD+W从属

转让时法师是接收（阅读）多个数据字节从从属

亚

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SAK

SAK

SR SAD+R

SAK数据

MAK

数据

MAK

数据

NMAK

警司

数据传输的字节的格式（数据）.每次数据传输的数字包含8 bits.

每次传输传输的字节是无限的.数据传输最高有效位

(MSb)第一.如果接收can't收到另一个完整的数据字节，直到它已完成其他一些功能，它可以容纳时钟线，SCL低迫使等待发射状态.数据传输时，接收器只有继续为另一个字节准备和发布数据线.如果从属接收doesn't承认从属地址(i.e.它无法接受，因为它正在执行一些实时功能）的数据线必须由左高在从属.主机可以然后中止传输.从低到高的SDA线路过渡而SCL线为高电平定义为停止条件.每个数据传输必须终止了一个STOP（SP）的条件生成.

为了读取多个字节，这是必要的断言最重要的分位

地址字段.换句话说，子（7）必须等于1而亚（6-0）代表第一寄存器地址被读取.

在所提出的通讯格式MAK是法师是没有应答和NMAK硕士应答.

5.2SPI 总线接口

该SPI是总线 从属.该SPI允许读取和写入器件的寄存器.串行接口交互与4电线外面的世界：

CS, SPC, SDI

和

SDO.

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数字接口L3G4200D

图7.

CS

SPC

SDI读取和写入协议

RW

MS AD5 AD4 AD3 AD2 AD1 AD0DI7 DI6 DI5 DI4 DI3 DI2 DI1 DI0

SDO

DO7 DO6 DO5 DO4 DO3 DO2 DO1 DO0

CS是串行端口启用，它是由SPI主机控制的.它goes很低，但会开始传输和goes后高底.SPC是串口时钟，这是控制的SPI主人.这是停止高时CS高（无传输）.SDO分别是串行端口数据输入和输出.这些线在驱动

下降沿SPC被捕获，并应在上升沿SPC.无论是读取和写入寄存器 寄存器命令在时钟脉冲完成或16在8多发性案件的多字节读/写.位持续时间为两个时间之间下降沿的SPC.第一个位（bit 0)开始于第一个下降沿的边缘CS而最后一个位（bit 15,位23, ...)开始于去年下降了SPC边缘刚好上升沿之前CS.SDI和SPC后下降

位0:RW位.当0,的DI(7:0)到设备写入的数据.当1,数据溶解氧（7：0）从设备读取.在后一种情况下，该芯片将推动SDO在开始8.位位1:MS位.当0,地址将维持不变，在多个读/写命令.

当1,该地址将被自动递增多个读/写命令.

位2-7:地址AD(5:0).这是索引寄存器地址字段.

位8-15:

第一次）.数据DI(7:0)（写模式）.这是将要进入设备(MSb写入的数据

数据溶解氧（7：0）（阅读模式）.这是将被从设备读取数据(MSb位8-15:

第一次）.

在多读/写命令的8时钟周期进一步块将被添加.当MS

位0用于读取/写入数据的地址仍然是每块相同.当MS位是1用于读/写在每一个数据块的地址递增.

功能和行为SDI和SDO保持不变.

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L3G4200D数字接口

5.2.1SPI阅读

图8.SPI阅读协议

CS

SPC

SDI

RW

MS AD5 AD4 AD3 AD2 AD1 AD0

SDO

DO7 DO6 DO5 DO4 DO3 DO2 DO1 DO0

读命令的SPI演出，16时钟脉冲.多字节读命令

在演出前加一个8时钟脉冲块.

位0:读位.该值1.

位1:MS位.当0不增地址，当1多增地址

读数.

位2-7:地址AD(5:0).这是索引寄存器地址字段.

位8-15:

第一次）.数据溶解氧（7：0）（阅读模式）.这是将被从设备读取数据(MSb

位16-...:数据确实（... -8）.在多字节读数进一步数据.

图9.读取多个字节SPI协议(2字节的例子）

CS

SPC

SDI

RW

MS AD5 AD4 AD3 AD2 AD1 AD0

SDO

DO7 DO6 DO5 DO4 DO3 DO2 DO1 DO0 DO15DO14DO13DO12DO11DO10DO9 DO8

5.2.2SPI写

图10. SPI写入协议

CS

SPC

SDI

RW

MS AD5 AD4 AD3 AD2 AD1 AD0DI7 DI6 DI5 DI4 DI3 DI2 DI1 DI0

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L3G4200D

请仔细阅读：

本文件中的信息仅提供与ST产品的连接.意法半导体NV及其附属公司（“圣”）保留

有权作出修改，更正，修改或改进，这一文件，并描述的产品和服务在任何条规

时间，恕不另行通知.

ST产品全部销往根据ST的销售条款和条件.

是专为购买者的选择，选择和意法半导体的产品和服务的使用此处所述负责，不承担和ST

承担任何责任有关的选择，选择或ST的产品和服务的使用此处所述.

没有执照，明示或暗示的禁止反言或其他方式，向任何知识产权是本文件所授予的权利.如果本部分文件指的是任何第三群产品或服务，不得被视为对这种产品的使用第三群一个由ST牌照的批给

或服务，或其中所载任何知识产权或作为一个覆盖等，以任何方式使用任何保证审议

第三群产品或服务，或其中所载的任何知识产权.

除非另有规定ST的销售条款和条件的ST段不作任何明示或暗示

保修就使用和/或无暗示产品的销售限制包括ST

适销性，适用于某一特定用途（与同等条件下的LAWS

任何司法管辖区），或任何专利，版权或其他知识产权权利的侵犯.

除非取得记录批准由授权代表意法半导体，意法半导体产品不

建议，授权或在军事，航空器，空间，寿命节能，使用中保证维持或寿命

应用程序，也不在产品或系统的WHERE 故障或故障可能导致人身伤害，

死亡或严重的财产或环境损害. ST段只适合不指定随着产品"汽

GRADE"只可用于汽车的申请时用户自行承担.

与规定，从不同的陈述和/或技术特征转售的ST载于本文件规定的产品应立即无效

由ST授予为ST的产品或服务的任何保证所述和创建或扩展不得以任何方式，任何

ST的责任.

意法半导体和ST的商标或在各个国家的意法半导体的注册商标.

在这个文件中的信息并取代以前提供的所有信息.

ST的标志是意法半导体公司的注册商标.所有其他名称均为其各自所有者的财产.

? 2010意法半导体-版权所有

意法半导体公司集团

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L3G4200D修订历史7修订历史

表16.

日期

11-Feb-2010文档修订历史记录修订1第一个版本.变化

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二 : dac904数据手册中文版

14位，165M SPA（采样率）

DAC（数模转换器）

特性：

●单电源供电+5V或+3V

●高SFDR （无杂散动态范围）： 在100MSPS 64dBc时20MHz输出

●低干扰： 3PV -S

●低功耗： 170MW （+5 V时）

应用

●通讯传输通道

WLL ，蜂窝基站

数字微波链路

电缆调制解调器

●波形产生

直接数字频率合成器（DDS ）

任意波形发生器（ ARB ）

●医疗/超声

●高速仪表和控制

●视频，数字电视

说明：

DAC904是一款高速数模转换器，14位分辨率，引脚兼容DAC908、DAC900、DAC902，分别提供8-，10-，12-位分辨率选择。(www.61k.com）该系列DAC支持的所有型号更新率超过165MSPS，具有优良的动态性能。

DAC904先进分割架构的优化为单音和多频音信号提供高无杂散动态范围（SFDR），尤其是用于通信系统的发送信号电路时。

DAC904具有高阻抗（ 200KΩ ）的电流输出，标称范围为20mA和一个最多为1.25V的输出。差分输出允许两个差分或单端模拟信号的接口。电流输出的匹配确保在差分结构中出色的动态性能，它可以与变压器配合使用。

利用一个小的几何CMOS工艺，单片DAC904可以用在+2.7 V至+5.5 V宽的单电源范围内操作。其低功耗特性允许它使用在便携式和电池供电系统情况下。可通过降低输出电流与调整满量程选项实现进一步优化。

DAC904不断运转时，掉电模式导致其待机功率仅为为45mW 。

DAC904带有一个集成的1.24V带隙基准和边沿触发输入锁存器，提供完整的转换器解决方案。+3 V和+5 V CMOS逻辑系列都可以接口到DAC904 。

DAC904的参考结构允许使用芯片上的参考，或施加外部参考。通过一个外部电阻，满量程输出电流可以调整在2 - 20mA，并保持其指定的动态性能。

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DAC904采用SO -28和TSSOP -28封装。(www.61k.com）

绝对最大额定值

+VA到AGND（模拟信号地）......-0.3V至+6V

+VD到DGND（数字信号地）......-0.3V到+6V

AGND到DGND......-0.3V到+0.3V +VA到+VD ......-6V到+6V

CLK，PD到DGND......-0.3V到VD+0.3V D0-D13到DGND......-0.3V到VD+0.3V IOUT，IOUT到AGND......-1V到VA+0.3V BW,BYP到AGND......-0.3V到VA+0.3V REFIN,FSA到AGND......-0.3V到VA+0.3V INT/EXT到AGND......-0.3V到VA+0.3V 结温度．．．．．．．＋１５０℃ 存储器温度．．．．．．＋１２５℃

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防静电敏感度

这种集成的电路可以被ESD（静电释放）损坏。(www.61k.com］德州仪器建议采用适当预防措施处理集成电路，如果不遵守正确的处理和安装程序，可能会造成损坏。静电损害可能导致性能有细微的下降也可能导致完全的设备故障。精密集成电路可能更容易受到伤害，因为非常小的参数变化可能导致设备不能满足其公布的性能参数要求。

引脚图

引脚说明：

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典型连接电路：

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电气特性表：

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时钟图：

应用

操作原理

DAC904的架构采用电流导引技术来实现快速切换和高更新率。(www.61k.com)单片DAC核心要素是提供一个全面的分段电流源阵列高达20mA的输出电流，如图1所示。内部解码器每次接收到差分电流开关信号时DAC更新，相应的输出电流是由所有电流或输出求和节点组成，ＩOUT或IOUT 。互补输出提供一个差模信号，提高动态性能输出信号还原偶次谐波、共模信号（噪声），并乘以一个摆动双因子2 （相对于单端操作倍增峰峰值输出信号）。

该分段结构使干扰能量显著减少，并提高了动态性能（SFDR）和DNL。电流输出保持非常高的大于200KΩ输出阻抗。满量程输出电流由内部参考电压（1.24V）和一个外部电阻 RSET的比例确定。所得IREF内部乘以一个因子32，以产生有效的DAC的输出电流，其范围可以 从2mA至20mA，具体取决于RSET值。

DAC904分为数字和模拟部分，每部分通过自身的电源引脚供电。数字部分包括边沿触发的输入锁存器和译码器逻辑电路，而模拟部分包括电流源阵列，其相关联的开关和参考 电路。

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图1

DAC传输函数

DAC904全输出电流IOUTFS是两互补输出电流之

和：

差分输出电流取决于DAC代码，可表示为：

其中'代码（'code）是DAC数据的十进制表示输入词。（www.61k.com]此外，IOUTFS为参考电流IREF的函数 ，它是由基准电压1.24V和外部设定电阻RSET确定。

在大多数情况下，互补输出将驱动电阻负载或终止的变压器。

信号电压会根据每个输出产生：

负载电阻的值受限于DAC904的输出。为了保持指定的线性性能，IOUT和IOUT的电压不应超过允许的最大应用范围。这两个单端输出电压结合起来就可以找到总差分输出摆幅：

模拟信号的输出

DAC904提供两互补输出电流，IOUT和IOUT。模拟信号输出级的简化电路代表微分拓扑，如图2,。由于差动开关的并联组合以及电流源和其相关联的寄生电容，IOUT与I的输出阻抗为200KΩ||12pF。信号电压的摆幅可能有两种输出，IOUT和I，受限于正负响应。 -1V的负限制由CMOS工艺的击穿电压给定，超越它会损害DAC904的可靠性，甚至造成 永久性损害。

把满量程输出设置到20mA ，令+ VD = 5V，正响应等于1.25V ，。请注意当选定的输出电流IOUTFS = 2mA，响应范围减小到约1V。应注意，DAC904的结构不超过范围，以避免失真性能的退化和积分非线性。最佳的失真性能通常是最大满量程输出信号限制在0.5V

左右。

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这是50Ω双端负载与20mA满量程输出电流的情况。[www.61k.com]通过选择合适的变压器各种负载可以适应DAC904的输出，同时保持在IOUT和I最佳的电压电平。此外，使用该差分输出 与变压器的组合配置将有助于实现出色的失真性能。共模误差，如偶次谐波或噪声，可以大大降低。尤其是具有高输出频率和/或低于输出振幅满量程时。

对于对最佳失真和噪声性能有要求的应用 ，建议选择全量程输出为20mA。低至2mA的较低的满量程范围适用于要求低功耗但可以容忍性能水平降低的应用中。

图2

表1

输出特性

DAC904的电流输出允许用于各种配置，部分配置说明如下。如前所述，利用转换器的差分输出将产生最佳的动态性能。这种差输出电路可以由一个RF（变压器）（参见图3）或差分放大器配置（参见图4）。耦合变压器配置适用于交流应用，运算放大器适用于直流耦合配置。

要求单极输出电压的应用程序应考虑单端配置（参见图6）。从输出中的任一端连接一个电阻到地将转换输出电流转换成以地为参考的电压信号。为了提高直流线性度，可用一个电流电压转换器来代替。这将导致一个负信号偏移，因此，需要双电源放大器。

差动带变压器

使用RF变压器可提供一个方便的方法使差分输出信号转换成单端同时实现出色的动态性能，如图3所示。适当的变压器应根据输出频谱和阻抗要求精心选择。差动变压器配置有助于显著减少共模信号，从而在很宽的频率范围提高了动态性能。此外，通过选择一个合适的阻抗比（绕组比） ，变压器可用于提供最佳的阻抗匹配，而控制电压转换器合适的电压输出。如图3所示，该模型具有以1:1的比例和可用于DAC904接至50Ω负载。这将导致每

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个输出IOUT和I有25Ω的负载。(www.61k.com］由于变压器的磁耦合，输出信号是交流耦合因而孤立。

图3

如图3所示，变压器的中心抽头连接到地。这迫使IOUT和I电压摆幅在0V附近。在这种情况下，两个电阻器，RS，也可以替换为一个，RDIFF，或者完全省略。此法应仅用于所有组件都接近对方且VSWR（驻波比）并不重要时。一个完整的从DAC的输出到负载的功率转换是可以实现的，但应在合适的输出范围内。另外，如果没有连接中心抽头，则信号摆幅将以RS?IOUTFS/2为中心。然而，在这种情况下，两个电阻器（RS）必须被用来使两个输出输出必要的直流电流。

使用运放差分配置

如果应用程序需要一个直流耦合输出，可以考虑差分放大器，如图4。需要四个外部电阻来设定电压反馈运算放大器OPA680作为一个差分放大器实现差分至单端的转换。根据图示配置，DAC904产生一个差动输出信号0.5Vp-p到负载电阻，RL。选择图示电阻值为每个电流输出产生一个对称25Ω负载，因为差分放大器的阻抗与电阻器RL相同，并应当考虑。

图4

该OPA680配置增益为2 。因此，具有20mA满量程输出操作DAC904会产生± 1V的电压输出。这就要求放大器关闭双电源（ ± 5V ）。的公差

电阻通常设置限额为实现共模抑制。改善可以通过罚款来获得

微调电阻R4。

这种配置通常提供的交流性能比以前讨论变压器解决方案低，因为放大器引入另一个失真来源。应根据压摆率、谐波失真和输出摆幅能力选择合适的放大器。可考虑高速放大器，如

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OPA680或OPA687。(www.61k.com）可以通过在输出IOUT和IOUT中添加一个小的电容器， CDIFF，来提高电路的交流性能，如图4。这将引入一个真正的极点，以便用一个低通滤波器限定DAC的快速输出信号过程中的摆幅，否则可能会使放大器达到摆限制或过载条件;这两种情况都会造成过度失真。差分放大器可以很容易地进行修改，以添加要求单极单端输出电压（即，0V和+2 V之间摇摆）的电平移位的应用。

双阻输出配置

图5电路的例子中，信号输出电流连接到OPA2680的求和点，求和点设置为阻抗状态，或者电流电压转换器。在此电路中，DAC的输出保持虚地，最大限度地减少输出阻抗变化的影响，并保持最好的直流线性度（INL）。然而，如前所述，该放大器可运行至摆率限制，并产生不必要的失真，这种情况在高DAC更新速率时尤其容易发生。

图5

该电路的直流增益等于反馈电阻Rf。高频时，DAC的输出电阻（CD1,CD2)对OPA2680可能产生的闭环频率响应峰值产生零噪声增益。CF接到RF两端来弥补这一噪音增益峰值。为实现平坦阻抗频率响应，每个反馈网络节点应当设定为：

其中GBP=OPA的增益带宽积

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因而得出转折频率f-3dB的近似值

定义满量程输出电压等于IOUT与RF的积，有负单级偏差。［www.61k.com)为提高此电路的交流性能，应考虑调整RF或者IOUTFS。此电路的扩展应用为：在OPA2680的输出接一个差分滤波器再跟一个变压器，以转变成单端信号。

单端配置

在DAC的输出连接一个电阻就可以制成一个简单的电流电压转换器。图6中的电路中将一个阻值为50Ω的电阻接到IOUT上，远距离连接50Ω电缆终端。因此，用一个象征性的20mA输出电流，DAC会给50Ω负载上提供0V到5V的全新号摆幅。

图6

只要输出电流不超过合格范围，电阻值得选择可以不同。此外，输出电流IOUTFS和负载电阻可以相互调整以提供所需的输出信号摆幅和性能。

内部参考电路

DAC904有一个片上参考电路，包括一个1.24V带隙基准和控制放大器。接地16号引脚，INT/EXT，使能内部参考电路。DAC904的满量程输出电流IOUTFS取决于参考电压VREF，电阻值RSET，可用下式计算：

如图7，端电阻RSET连接到FAS引脚。参考控制放大器作为电压电流转换器提供基准电流IREF，IREF等于VREF和RSET的比值。满量程输出电流IOUTFS等于IREF乘以固定因子

32.

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图7

使用内部参考时一个2kΩ的电阻值可以导致20mA的满量程输出。(www.61k.com）应考虑误差为1%或更好的电阻。选择更高电阻值时，转换器输出可以从20mA调整至2mA。当需要降低总功耗，提高失真性能，或者是要观测对于一个特定电阻值的对应电压输出时，D应考虑使AC904工作在低于20mA的输出电流。

建议用一个0.1uF或更大的瓷片电容旁路引脚REFIN。控制放大器有内部补偿，其小信号宽度约为1.3MHz。若要选择交流性能，如图7，应当在BW引脚和模拟部分供电引脚+VA之间加一个附加电容（CCOMPEXT）。用一个0.1uF的电容时，小信号带宽和控制放大器的输出阻抗会大大减小，减小输入到电流源列的噪声。这也有助于分流更有效地反馈信号，并改善DAC904噪声性能。

外部参考电路

可以通过提供逻辑高电平（+VA）到引脚INT/EXT来禁用内部参考电路。外部参考电压可作为输入引入到引脚REFIN，如图8.当要求高精确度和漂移性能，或者要添加动态增益控制能力时，应当考虑使用外部参考。对于内部参考，建议使用0.1uF电容，然而外部参考，电容可选。参考输入REFIN具有高阻抗（1MΩ），因而易被各种电源驱动。请注意外部参考电压范围要保持在参考输入（0.1V到1.25V)的合适范围。

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图8

数字输入

DAC904的数字输入引脚（从D0（LSB）到D13（MSB））接收标准正二进制编码。[www.61k.com）时钟上升沿时主从锁存器锁存一个数字信号。时钟下降沿时DAC输出更新（具体参考电气特性表和时钟图）。

最佳性能用50%的时钟占空比实现。然而，只要符合时钟要求，占空比可以有所改变。另外，建立和保持的时间可在其规定范围内选择。所有数字输入与CMOS兼容。逻辑阈值 取决于所施加的数字供电电压，因而它们大约是电源电压的一半; VTH=+ VD/2（±20％容差）。DAC904工作在2.7V至5.5V电压范围内。

掉电模式

DAC904设有掉电功能，相比指定的电源电压范围2.7V到5.5V，可用来将电源电流降至低于9mA。运用逻辑高电平到PD引脚将启动掉电模式，而逻辑低使之正常运行。悬空时，内部有源下拉电路使转换器的正常操作。

接地，去耦和布局信息

正确的接地和旁路，短引线长度，以及设置接地在高频率设计中尤为重要。推荐用多层印制电路板（PCB)性能更佳，因为它们具有明显的优势如最小化接地阻抗的，分离地面层等各层信号。

DAC904使用单独的引脚获得模拟与数字电源和接地连接。耦合电容的位置应该是从模拟源（+VA）接到模拟地（AGND），从数字源（+VD）接到数字地（DGND）。在大多数情况下，每个电源接一个0.1uF的瓷片电容足够提供一个低阻抗去耦通路。请注意耦合电容的有效性取决于各个电源到地的接近程度。因此，电源和地应该与负载尽可能接近。无论何时，只要可能，电容应在印制电路板的背面，紧靠每对电源/接地引脚下。这种布局方式将元件引脚

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和PCB引线之间的寄生电感最小化。[www.61k.com]在转换器附近可能需要添加表面贴装去耦钽电容（1μF到4.7μF）。DAC904的所有的电源和接地端都要求低噪音。建议在多层PCB板上使用分立的电源和地。

混合信号设计需要特别注意不同的电源电流和信号线的布线。一般来说，模拟电源和地平面应只延伸到模拟信号的地区，如DAC输出信号和参考信号。数字电源层和接地层必须是 限于覆盖数字电路，其中包括数字输入线地区连接到所述转换器，以及时钟信号。模拟和数字地平面应接合在DAC下面的一个点。这样，可实现大约1/8英寸（3毫米）的短轨。该应通过使用宽PCB引线或平面提供DAC904的供电电源。广泛的运行将 降低线路阻抗，进一步优化电源去耦。模拟和数字电源转换器应该只在印制电路板的电源连接器处才连接到一起。在只有一个电源电压可接到DAC时，可以用铁氧体磁珠以及旁路供电电容器做一个LC滤波器。这将产生一个低噪声的模拟电源电压并连接到DAC904的+ VA电源引脚。在设计布局时，保持模拟信号线与任何数字线分开是很重要的，这样可以防止噪声耦合到模拟信号电路。

三 : AD637中文数据手册02

AD637中文数据手册

By Hi_Cracker @whu

高精度，宽带有效值直流转换器

FEATURES

精度高：

0.02％最大非线性，0 V至2 V 有效值输入

波峰因数为3时有0.10％的附加误差

宽的带宽：

2 V有效值输入时的带宽为8MHz

100 mV的有效值贷款为600kHz

计算：

真有效值

平方

均方

绝对值

dB输出（60 dB的范围内）

允许片选/断电功能

模拟三态操作

静态电流降低到从220毫安到350μA

封装形式：

14引脚SBDIP，低成本CERDIP14引脚和16引脚SOIC_W

GENERAL DESCRIPTION

AD637是一个完整的，高精度单片RMS-to- DC转换器，它可以计算任何复杂波形的真有效值。在集成电路的rms-to-dc 转换器领域，它提供了前所未有高性能，并且可以在精度，带宽和动态范围方面和分立模块化技术相媲美。在AD637采用了波峰因数补偿方案，当测量信号的波峰因数达到10时，他的额外误差仍然保持在低于1%的水平。对于宽带宽的AD637，当输入信号的有效值是200 mV 时，可以测量高达600 kHz的信号，当输入信号的有效值是1V 时，它可以测量的信号高达8 MHz。

与ADI公司以前的单片有效值转换器相同， AD637有一个辅助dB输出，提供给用户。对数均方根形式的输出被引到了一个单独的引脚，允许直接的范围为60 分贝的dB测量。用户通过设定基准电流来选择0 dB参考电压，这个参考电压可以在0.1 V和2.0 V（均方根）之间变化。允许用户通过控制连接在AD637上的芯片选通端，使AD637在不工作期间，将电源电流降低到

2.2毫安至350μA。此功能保证了在远程与手持式设备中有效值测量精度的同时，使其功耗也是最低的。此外，当AD637掉电时，输出变为高阻抗状态。这允许几个AD637s连接在一起，形成一个宽频带真有效值多路转换器。

AD637保护输入电路免受超过电源电平的过载电压的影响。如果不提供电源电压，设备不会被输入信号损坏。

AD637是提供以下应用：商用温度范围（0°C至70°C）的应用，此时精确度是J和K等级；工业温度范围（-40°C至+85°C）的应用，此时精确度是A和B；在-55°C至+125°C的温度范围内，此时精确度是S。所有的版本都存在以下的密封形式，14引脚SBDIP，14引脚CERDIP和16引脚SOIC_W封装。

AD637可以得出任何复杂的交流（或交流加直流）输入波形的真均方根，平均平方或绝对值，并给出了一个等效的直流输出电压。一个波形的真有效值是比平均整流信号有用的，因为它直接与信号功率相关连。一个统计信号的rms值也是与其标准差相关联的。

AD637通过激光晶圆修整，在无需外部微调的条件下即可达到额定性能。唯一需要的外部元件是一个电容器，用于设置平均时间周期。电容值也决定了低频率精确度，纹波水平，稳定时间。芯片上的缓冲放大器可以作为一个输入缓冲器，也可以配置成一个有源滤波器。该过滤器可以减少交流纹波量，提高精度。

FUNCTIONAL DESCRIPTION

AD637体现了是一种隐式求解均方根的方法，他克服了直接有效值计算固有的限制。AD637进行的实际计算如下方程所示：（见美信官网数据手册）。

图4是一个简化的示意性的AD637，可以细分为四个主要部分：绝对值电路（有源整流器），平方器/除法器，滤波电路，缓冲放大器。输入的交流或直流电压（VIN）可以通过有源整流器A1和A2，，被转换为一个单极电流I1。I1驱动平方/除法器的一个输入端，它具有转换功能。（表达式见美信官网数据手册）

平方/除法器输出电流I4驱动A4，与外部的平均电容形成一个低通滤波器。如果滤波器的RC时间常数远远大于输入信号的最长周期，则A4的输出正比于I4的平均值。此滤波放大器的输出提供给A3，产生I3，然后返回到平方/除法器完成隐式均方根计算。（表达式见美信官网数据手册）、

为了计算输入信号的绝对值，平均电容器被删去。然而，在平均电容器引脚接一个小的电容，大约5pf，可以增加稳定性。该电路的工作过程与均方根的配置相同的，不同的是现在I3等于I4。（表达式见美信官网数据手册） 分母电流也可以提供由引脚6出的外部参考电压（VREF）提供。该电路的工作过程与有效值的计算情况相同，不同的是现在I3与VREF成比例。（表达式见美信官网数据手册）

STANDARD CONNECTION

AD637在主要目的是有效值测量的应用中的连接是简单的。图5显示rms测量的标准连接，只有需要一个外部电容设置平均时间常数就可以。在此配置中，AD637计算任何输入信号的真有效值。平均误差的大小依赖于平均电容的容值，他只在低频率条件下存在。例如，如果滤波电容Cav是4μF，则误

差在10 Hz时为0.1％，在3 Hz时增大到1％。若要测量交流信号，AD637可以在输入端串联一个非极性电容进行交流耦合，如图5中所示。

AD637的性能可以容忍电源电压的微小变化，然而，如果使用的电源含有相当大的高频脉动，这可以通过一个0.1μF的旁路电容，来完成电源的耦合，瓷片电容应尽可能的靠近设备。

AD637的输出信号的范围是电源电压的函数，如图6中所示。输出信号，可以使用缓冲或不使用缓冲，这主要取决于负载的特性。如果需要没有缓冲的的电路，则缓冲器输入端（引脚1）需要接到公共端。 AD637输出能够驱动，电流5毫安阻值2kΩ的负载，而不会降低该装置的精度。

CHIP SELECT

AD637包括一个芯片选择功能，它允许用户减少静态电流从2.2毫安到350μA。这是通过用低于0.2 V的直流驱动CS引脚（Pin5）实现的。在这些条件下，输出进入高阻抗状态。除了降低功率消耗以外，也使多个AD637可以并联连接，以形成一个宽频带有效值多路转换器。通过将引脚5置高来禁用该芯片。

OPTIONAL TRIMS FOR HIGH ACCURACY

AD637包括提供了对输出偏移和比例因子错误的修整，从而显着降低最大总误差，如图7中所示。残余误差是由于在绝对值电路中的不可调输入偏置和设备本身的非线性所导致的。

参照图8，微调过程如下：

?偏移微调：输入信号引脚（VIN）接地，然后调整R1直至输出引脚9输出0V就可以。或者，调节R 1，直到在输出端得到最接近期望的VIN值为止。

?比例因子微调：在输入端串联R4来降低比例因子的浮动范围。连接所需的满量程至输入端VIN，这里可以使用直流或校准的交流信号，然后微调电阻R3，直到在引脚9得到正确的输出（即，在输入端输入1 V直流的直流信号，然后在输出端得到1.000 V DC）。输入一个 2 Vpp的正弦波，产生0.707 V直流输出。其他的错误是由于非线性引起的。

CHOOSING THE AVERAGING TIME CONSTANT

AD637可以得出AC和DC信号的真有效值。对于直流输入信号，输出跟踪输入信号的绝对值，对于交流信号，AD637的输出接近输入信号的真有效值。与理想的有效值之间的偏差主要是由于平均误差的缘故。平均误差包括了交流分量和直流分量。这两个成分是输入信号频率f和平均时间常数τ的函数（τ：25毫秒/μF）。图9表明，平均误差被定义为交流分量峰值（纹波）和直流误差。上述定义的交流纹波分量大致由下列表达式来提供。（表达式见美信官网数据手册）

此纹波对测量的准确性造成了显着的不确定性。这种不确定性，可以通过使用一个后置滤波网络，或通过增加的值的平均电容来显着地减少。直流

误差以频率的形式显示，主要与AD637的输出处的偏移有关，并有如下关系：（表达式见美信官网数据手册）

由于被Cav设定的平均时间常数，直接决定了在计算有效值期间有效值转换器保持输入信号的时间，所以直流误差的大小仅由Cav决定，而不受后置滤波的影响。

通过增加平均电容值可以大大降低交流纹波分量的平均误差。但是有两个主要的缺点：平均电容值变得非常大，并且AD637的稳定时间是与平均电容值成正比增加的（TS= 115毫秒/μF）。降低纹波的优选方法是通过使用之后置滤波器网络，如图11中示出。这个网络可以配置成一阶或2阶。对于大多数应用，一阶滤波器在整体纹波和建立时间之间给出最好的平衡。

图12示出了在标准的测量均方根的电路连接条件下，Cav，正弦波频率，平均误差值三者之间的函数关系。图12的右侧示出了1％的稳定时间。

图13示出了平均误差，信号频率的稳定时间，以及平均电容值之间的关系。图13绘制了滤波电容值是3.3倍的平均电容值下的曲线。这个比例的大小设置使AC和DC误差等于50 Hz。作为一个例子，通过使用一个1μF的平均电容和一个3.3μF的滤波电容，为60赫兹的输入信号的纹波从只使用平均电容下的5.3％降到使用一阶滤波器条件下的0.15％。这给使得纹波降低了30倍，而建立时间仅增加了3倍。滤波器电容器C2和滤波电容器Cav的值，可以根据所需的平均误差和稳定时间配合图13来计算出来。

输入信号的对称性平均误差的大小也有影响。表5给出了不同类型的60 Hz的输入信号的实际条件下的值。这些电容值可以直接缩放的频率不是60赫兹的情况下，也就是说，例如，对于30赫兹，这些值被加倍，对于120赫兹，他们被减半。

对于那些对纹波极其敏感的应用，建议使用两阶配置。这种配置最大限度地减少电容值和稳定时间，同时最大限度地提高了性能。

FREQUENCY RESPONSE

AD637在不同信号电平条件下的频率响应如图15中所示。虚线表明的上限频率受到1％，10％，和±3分贝附加误差的限制。例如，请注意，对于一个2 V rms输入，限制1％的附加误差，这样允许的最高频率为200 kHz。一个200 mV信号，在附加误差为1％的限制下，最高可达100 kHz。

为了充分利用AD637的宽带宽特性，在选择输入缓冲放大器方面必须注意。为了确保输入信号能准确地传递给转换器，输入缓冲器的3分贝带宽一定要大于AD637的带宽。注意：转换率在应用中的重要性。例如，一个1有效值为1V，5MHz的正弦波输入信号所需的最小压摆率为44 V /μs的。用户请注意，这是上面指的是上升或下降的二者共同需要的最小压摆率，所以缓冲放大器的选择必须谨慎，因为有些放大器上升沿和下降沿的压摆率之间存在差异。AD845是一个精确的符合要求的的输入缓冲区，建议使用。

AC MEASUREMENT ACCURACY AND CREST FACTOR

在确定交流测量准确性时，波峰因素往往被忽视。波峰因数被定义为信号振幅峰值与信号有效值（CF = Vp/ Vrms）的比。最常见的波形，如正弦波和三角波，具有相对较低的波峰因素（≤2）。低占空比的脉冲序列，如发生在开关电源和可控硅电路的波形，有较高的波峰因素。例如，一个占空比为1％的矩形脉冲序列的波峰因数为10。

图18这条曲线显示了，有效值为1 V的输入信号在波峰因素从1到11变化过程中额外读数错误的情况。用于此测试的是一个矩形脉冲序列（脉冲宽度为100μs），有效值测量中它是最坏情况下的波形，（峰中包含了所有的能量）。占空和波峰的振幅不断变化以产生从l至10的波峰因素，同时保持恒定的输入信号的有效值是1V。

CONNECTION FOR dB OUTPUT

AD637的另一特征，是对数，或以分贝，输出。计算分贝的内部电路，在超过60 dB的范依然工作的很好。图20示出了dB测量连接。用户选择了通0dB级别，通过设置R1选择了适当的0 dB参考电流，设置取消了从平方/除法器电路输出电流在期望的0 dB点（which is set to cancel the log output current from the squarer/divider circuit at the desired 0 dB point.？？）。外部的运算放大器是用来提供一个更便捷的尺度和补偿0.33％/℃的分贝电路的温度漂移。温度电阻器R3，如图20中所示，可以使用精密电阻株式（型号PT146）。有关其他信息，请参阅其网站。

LOW FREQUENCY MEASUREMENTS

如果被测量的信号的频率低于10赫兹，按照标准的有效值测量电路的连接方式进行连接，为了保证只有1％的平均误差，那么所需的平均电容值将变得非常大。图21示出了一种替代方法，来完成低频信号的有效值测量。平均电路的时间常数是由R和CAV1的决定，在此电路中，存在0.5秒/μF的CAV的关系。该电路以20:1的比例缩减了平均电容值，可以使用高品质的钽电容。我们建议，用两阶Sallen-Key滤波器，来获得低的纹波，并尽量减少的平均电容值，如图21中所示。

如果感兴趣的频率低于1赫兹，或如果平均电容器值仍然太大，则20:1的比率可以增加。这是通过增加R值来实现的。如果这样做了，则建议使用一个低输入电流，低失调电压的放大器来代替内部的缓冲放大器，如AD548。尽量减少由放大器的输入电流和较大的电阻的组合引入的偏移误差是必要的。

VECTOR SU美眉ATION

矢量求和，可以通过使用两个AD637s完成，如在图22中示出。在这里，平均电容被省略（标称100 pF的电容被使用，以确保稳定的滤波放大器），输出相加的结果如图所示。该电路的输出是（表达式见美信官网数据手册） 这个概念可以扩大到包括附加条款喂养的每一个额外的信号引脚9 AD637总结交界处的AD711和搭售的分母输入端（引脚6）通过一个10kΩ的电阻。如果CAV被添加到IC1在此配置中，则输出为（表达式见美信官网数据手册）

AD637中文数据手册02_ad637

如果平均电容器在IC1和IC2，输出是（表达式见美信官网数据手册）

该电路具有的动态范围为10 V至10毫伏，并且仅受限于0.5 mV的偏移电压的AD637。可使用的带宽为100 kHz。

四 : AD637中文数据手册

AD637中文数据手册

By Hi_Cracker @whu

高精度，宽带有效值直流转换器

FEATURES

精度高：

0.02％最大非线性，0 V至2 V 有效值输入

波峰因数为3时有0.10％的附加误差

宽的带宽：

2 V有效值输入时的带宽为8MHz

100 mV的有效值贷款为600kHz

计算：

真有效值

平方

均方

绝对值

dB输出（60 dB的范围内）

允许片选/断电功能

模拟三态操作

静态电流降低到从220毫安到350μA

封装形式：

14引脚SBDIP，低成本CERDIP14引脚和16引脚SOIC_W

GENERAL DESCRIPTION

AD637是一个完整的，高精度单片RMS-to- DC转换器，它可以计算任何复杂波形的真有效值。（www.61k.com]在集成电路的rms-to-dc 转换器领域，它提供了前所未有高性能，并且可以在精度，带宽和动态范围方面和分立模块化技术相媲美。在AD637采用了波峰因数补偿方案，当测量信号的波峰因数达到10时，他的额外误差仍然保持在低于1%的水平。对于宽带宽的AD637，当输入信号的有效值是200 mV 时，可以测量高达600 kHz的信号，当输入信号的有效值是1V 时，它可以测量的信号高达8 MHz。

与ADI公司以前的单片有效值转换器相同， AD637有一个辅助dB输出，提供给用户。对数均方根形式的输出被引到了一个单独的引脚，允许直接的范围为60 分贝的dB测量。用户通过设定基准电流来选择0 dB参考电压，这个参考电压可以在0.1 V和2.0 V（均方根）之间变化。允许用户通过控制连接在AD637上的芯片选通端，使AD637在不工作期间，将电源电流降低到

2.2毫安至350μA。此功能保证了在远程与手持式设备中有效值测量精度的同时，使其功耗也是最低的。此外，当AD637掉电时，输出变为高阻抗状态。这允许几个AD637s连接在一起，形成一个宽频带真有效值多路转换器。

ad637 AD637中文数据手册

AD637保护输入电路免受超过电源电平的过载电压的影响。［www.61k.com）如果不提供电源电压，设备不会被输入信号损坏。

AD637是提供以下应用：商用温度范围（0°C至70°C）的应用，此时精确度是J和K等级；工业温度范围（-40°C至+85°C）的应用，此时精确度是A和B；在-55°C至+125°C的温度范围内，此时精确度是S。所有的版本都存在以下的密封形式，14引脚SBDIP，14引脚CERDIP和16引脚SOIC_W封装。

AD637可以得出任何复杂的交流（或交流加直流）输入波形的真均方根，平均平方或绝对值，并给出了一个等效的直流输出电压。一个波形的真有效值是比平均整流信号有用的，因为它直接与信号功率相关连。一个统计信号的rms值也是与其标准差相关联的。

AD637通过激光晶圆修整，在无需外部微调的条件下就可以达到额定性能。唯一需要的外部元件是一个电容器，用于设置平均时间周期。电容值也决定了低频率精确度，纹波水平，稳定时间。芯片上的缓冲放大器可以作为一个输入缓冲器，也可以配置成一个有源滤波器。该过滤器可以减少交流纹波量，提高精度。

FUNCTIONAL DESCRIPTION

AD637体现了是一种隐式求解均方根的方法，他克服了直接有效值计算固有的限制。AD637进行的实际计算如下方程所示：（见美信官网数据手册）。

图4是一个简化的示意性的AD637，可以细分为四个主要部分：绝对值电路（有源整流器），平方器/除法器，滤波电路，缓冲放大器。输入的交流或直流电压（VIN）可以通过有源整流器A1和A2，，被转换为一个单极电流I1。I1驱动平方/除法器的一个输入端，它具有转换功能。（表达式见美信官网数据手册）

平方/除法器输出电流I4驱动A4，与外部的平均电容形成一个低通滤波器。如果滤波器的RC时间常数远远大于输入信号的最长周期，则A4的输出正比于I4的平均值。此滤波放大器的输出提供给A3，产生I3，然后返回到平方/除法器完成隐式均方根计算。（表达式见美信官网数据手册）、

为了计算输入信号的绝对值，平均电容器被删去。然而，在平均电容器引脚接一个小的电容，大约5pf，可以增加稳定性。该电路的工作过程与均方根的配置相同的，不同的是现在I3等于I4。（表达式见美信官网数据手册） 分母电流也可以提供由引脚6出的外部参考电压（VREF）提供。该电路的工作过程与有效值的计算情况相同，不同的是现在I3与VREF成比例。（表达式见美信官网数据手册）

STANDARD CONNECTION

AD637在主要目的是有效值测量的应用中的连接是简单的。图5显示rms测量的标准连接，只有需要一个外部电容设置平均时间常数即可。在此配置中，AD637计算任何输入信号的真有效值。平均误差的大小依赖于平均电容的容值，他只在低频率条件下存在。例如，如果滤波电容Cav是4μF，则误

ad637 AD637中文数据手册

差在10 Hz时为0.1％，在3 Hz时增大到1％。（www.61k.com］若要测量交流信号，AD637可以在输入端串联一个非极性电容进行交流耦合，如图5中所示。

AD637的性能可以容忍电源电压的微小变化，然而，如果使用的电源含有相当大的高频脉动，这可以通过一个0.1μF的旁路电容，来完成电源的耦合，瓷片电容应尽可能的靠近设备。

AD637的输出信号的范围是电源电压的函数，如图6中所示。输出信号，可以使用缓冲或不使用缓冲，这主要取决于负载的特性。如果需要没有缓冲的的电路，则缓冲器输入端（引脚1）需要接到公共端。 AD637输出能够驱动，电流5毫安阻值2kΩ的负载，而不会降低该装置的精度。

CHIP SELECT

AD637包括一个芯片选择功能，它允许用户减少静态电流从2.2毫安到350μA。这是通过用低于0.2 V的直流驱动CS引脚（Pin5）实现的。在这些条件下，输出进入高阻抗状态。除了降低功率消耗以外，也使多个AD637可以并联连接，以形成一个宽频带有效值多路转换器。通过将引脚5置高来禁用该芯片。

OPTIONAL TRIMS FOR HIGH ACCURACY

AD637包括提供了对输出偏移和比例因子错误的修整，从而显着降低最大总误差，如图7中所示。残余误差是由于在绝对值电路中的不可调输入偏置和设备本身的非线性所导致的。

参照图8，微调过程如下：

?偏移微调：输入信号引脚（VIN）接地，然后调整R1直至输出引脚9输出0V即可。或者，调节R 1，直到在输出端得到最接近期望的VIN值为止。

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?比例因子微调：在输入端串联R4来降低比例因子的浮动范围。连接所需的满量程至输入端VIN，这里可以使用直流或校准的交流信号，然后微调电阻R3，直到在引脚9得到正确的输出（即，在输入端输入1 V直流的直流信号，然后在输出端得到1.000 V DC）。输入一个 2 Vpp的正弦波，产生0.707 V直流输出。其他的错误是由于非线性引起的。

CHOOSING THE AVERAGING TIME CONSTANT

AD637可以得出AC和DC信号的真有效值。对于直流输入信号，输出跟踪输入信号的绝对值，对于交流信号，AD637的输出接近输入信号的真有效值。与理想的有效值之间的偏差主要是由于平均误差的缘故。平均误差包括了交流分量和直流分量。这两个成分是输入信号频率f和平均时间常数τ的函数（τ：25毫秒/μF）。图9表明，平均误差被定义为交流分量峰值（纹波）和直流误差。上述定义的交流纹波分量大致由下列表达式来提供。（表达式见美信官网数据手册）

此纹波对测量的准确性造成了显着的不确定性。这种不确定性，可以通过使用一个后置滤波网络，或通过增加的值的平均电容来显着地减少。直流

ad637 AD637中文数据手册

误差以频率的形式显示，主要与AD637的输出处的偏移有关，并有如下关系：（表达式见美信官网数据手册）

由于被Cav设定的平均时间常数，直接决定了在计算有效值期间有效值转换器保持输入信号的时间，所以直流误差的大小仅由Cav决定，而不受后置滤波的影响。[www.61k.com]

通过增加平均电容值可以大大降低交流纹波分量的平均误差。但是有两个主要的缺点：平均电容值变得非常大，并且AD637的稳定时间是与平均电容值成正比增加的（TS= 115毫秒/μF）。降低纹波的优选方法是通过使用后置滤波器网络，如图11中示出。这个网络可以配置成一阶或2阶。对于大多数应用，一阶滤波器在整体纹波和建立时间之间给出最好的平衡。

图12示出了在标准的测量均方根的电路连接条件下，Cav，正弦波频率，平均误差值三者之间的函数关系。图12的右侧示出了1％的稳定时间。

图13示出了平均误差，信号频率的稳定时间，以及平均电容值之间的关系。图13绘制了滤波电容值是3.3倍的平均电容值下的曲线。这个比例的大小设置使AC和DC误差等于50 Hz。作为一个例子，通过使用一个1μF的平均电容和一个3.3μF的滤波电容，为60赫兹的输入信号的纹波从只使用平均电容下的5.3％降到使用一阶滤波器条件下的0.15％。这给使得纹波降低了30倍，而建立时间仅增加了3倍。滤波器电容器C2和滤波电容器Cav的值，可以根据所需的平均误差和稳定时间配合图13来计算出来。

输入信号的对称性平均误差的大小也有影响。表5给出了不同类型的60 Hz的输入信号的实际条件下的值。这些电容值可以直接缩放的频率不是60赫兹的情况下，也就是说，例如，对于30赫兹，这些值被加倍，对于120赫兹，他们被减半。

对于那些对纹波极其敏感的应用，建议使用两阶配置。这种配置最大限度地减少电容值和稳定时间，同时最大限度地提高了性能。

FREQUENCY RESPONSE

AD637在不同信号电平条件下的频率响应如图15中所示。虚线表明的上限频率受到1％，10％，和±3分贝附加误差的限制。例如，请注意，对于一个2 V rms输入，限制1％的附加误差，这样允许的最高频率为200 kHz。一个200 mV信号，在附加误差为1％的限制下，最高可达100 kHz。

为了充分利用AD637的宽带宽特性，在选择输入缓冲放大器方面必须注意。为了确保输入信号能准确地传递给转换器，输入缓冲器的3分贝带宽一定要大于AD637的带宽。注意：转换率在应用中的重要性。例如，一个1有效值为1V，5MHz的正弦波输入信号所需的最小压摆率为44 V /μs的。用户请注意，这是上面指的是上升或下降的二者共同需要的最小压摆率，所以缓冲放大器的选择必须谨慎，因为有些放大器上升沿和下降沿的压摆率之间存在差异。AD845是一个精确的符合要求的的输入缓冲区，建议使用。

AC MEASUREMENT ACCURACY AND CREST FACTOR

ad637 AD637中文数据手册

在确定交流测量准确性时，波峰因素往往被忽视。[www.61k.com］波峰因数被定义为信号振幅峰值与信号有效值（CF = Vp/ Vrms）的比。最常见的波形，如正弦波和三角波，具有相对较低的波峰因素（≤2）。低占空比的脉冲序列，如发生在开关电源和可控硅电路的波形，有较高的波峰因素。例如，一个占空比为1％的矩形脉冲序列的波峰因数为10。

图18这条曲线显示了，有效值为1 V的输入信号在波峰因素从1到11变化过程中额外读数错误的情况。用于此测试的是一个矩形脉冲序列（脉冲宽度为100μs），有效值测量中它是最坏情况下的波形，（峰中包含了所有的能量）。占空和波峰的振幅不断变化以产生从l至10的波峰因素，同时保持恒定的输入信号的有效值是1V。

CONNECTION FOR dB OUTPUT

AD637的另一特征，是对数，或以分贝，输出。计算分贝的内部电路，在超过60 dB的范依然工作的很好。图20示出了dB测量连接。用户选择了通0dB级别，通过设置R1选择了适当的0 dB参考电流，设置取消了从平方/除法器电路输出电流在期望的0 dB点（which is set to cancel the log output current from the squarer/divider circuit at the desired 0 dB point.？？）。外部的运算放大器是用来提供一个更便捷的尺度和补偿0.33％/℃的分贝电路的温度漂移。温度电阻器R3，如图20中所示，可以使用精密电阻株式（型号PT146）。有关其他信息，请参阅其网站。

LOW FREQUENCY MEASUREMENTS

如果被测量的信号的频率低于10赫兹，按照标准的有效值测量电路的连接方式进行连接，为了保证只有1％的平均误差，那么所需的平均电容值将变得非常大。图21示出了一种替代方法，来完成低频信号的有效值测量。平均电路的时间常数是由R和CAV1的决定，在此电路中，存在0.5秒/μF的CAV的关系。该电路以20:1的比例缩减了平均电容值，可以使用高品质的钽电容。我们建议，用两阶Sallen-Key滤波器，来获得低的纹波，并尽量减少的平均电容值，如图21中所示。

如果感兴趣的频率低于1赫兹，或如果平均电容器值仍然太大，则20:1的比率可以增加。这是通过增加R值来实现的。如果这样做了，则建议使用一个低输入电流，低失调电压的放大器来代替内部的缓冲放大器，如AD548。尽量减少由放大器的输入电流和较大的电阻的组合引入的偏移误差是必要的。

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VECTOR SUMMATION

矢量求和，可以通过使用两个AD637s完成，如在图22中示出。在这里，平均电容被省略（标称100 pF的电容被使用，以确保稳定的滤波放大器），输出相加的结果如图所示。该电路的输出是（表达式见美信官网数据手册） 这个概念可以扩大到包括附加条款喂养的每一个额外的信号引脚9 AD637总结交界处的AD711和搭售的分母输入端（引脚6）通过一个10kΩ的电阻。如果CAV被添加到IC1在此配置中，则输出为（表达式见美信官网数据手册）

ad637 AD637中文数据手册

如果平均电容器在IC1和IC2，输出是（表达式见美信官网数据手册）

该电路具有的动态范围为10 V至10毫伏，并且仅受限于0.5 mV的偏移电压的AD637。［www.61k.com]可使用的带宽为100 kHz。

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